Coss滯回損耗在高密度電源適配器應用中的影響

如今人們比以往任何時候都更依賴電子設備。隨著智慧型手機、平板電腦和筆記本電腦等電子產品的便攜化，它們佔據了我們日常生活中越來越多的空間和時間。由於能夠即時和無縫地接觸到世界各地的其他人群和信息，持續、無限和無界的溝通、聯繫和任務分配已成為生活標配。M69ednc

這對功率半導體行業有何影響呢？這些可攜式產品需要依靠電池供電，因此，能夠使用它們的根本前提是有充電器或適配器（取決於額定功率）來給它們充電。而這就是微電子技術的用武之地。在確定了需要充電器/適配器來為我們（智能）設備的電池充電之後，下面的問題是：我們願意花費多少時間在充電上？答案顯而易見：越少越好。這正是快速充電越來越受歡迎的原因。但是快速充電只能通過提高充電器/適配器的供電能力來實現。除了充電時間，充電器的重量也是需要重點考慮的因素——因為通常需要隨身攜帶，所以充電器當然是越輕越好。這就是為什麼我們需要功率密度更高的充電器/適配器，以便它們能在物理尺寸或重量不增加的情況下輸出更大的功率。M69ednc

助力充電器和適配器達到更高功率密度

就一個全封閉的適配器而言，在通過高開關頻率或封裝創新來縮小尺寸的同時，還必須考慮到效率的提高，以便能夠使元器件和適配器外殼維持較低的溫度。圖1以一個65W的適配器為例，展示了功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關係。顯然，要想將功率密度提高到20W/in³以上，適配器的效率必須達到92.5%以上。通常情況下，對於擁有通用輸入電壓範圍（90V_ac-264V_ac）的充電器和適配器而言，滿足最低效率要求所需的關鍵工作點參數為：M69ednc

• 最大連續輸出功率M69ednc

• 最小輸入電壓（通常為90V_ac）M69ednc

這其中的原因是，在上述工作點下，傳導損耗達到最大，從而使整體效率相比高輸入電壓的情況變差。M69ednc

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圖1：就65W適配器而言，功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關係。M69ednc

單開關準諧振（QR）反激拓撲在電源適配器應用中受到廣泛採用：它的工作模式為非連續導通模式（DCM），能在低輸入電壓情況下實現零電壓開關（ZVS），在高輸入電壓情況下實現部分硬開關。但是，由於在高輸入電壓時發生硬開關工作，加上無法回收變壓器洩漏能量，因此適配器可以達到的最大開關頻率會受到限制。M69ednc

為了克服這些局限，設計人員正在開發具備以下特性的拓撲：M69ednc

• 在任何輸入電壓和負載情況下實現軟開關（ZVS）工作M69ednc

• 回收變壓器洩露能量M69ednc

眾所周知，有源鉗位反激（ACF）是一種能同時滿足上述兩條要求的拓撲。軟開關工作可以避免開通損耗，實現相對較高的開關頻率（通常高於120kHz）。此時，剩餘的影響MOSFET的主要損耗機制只有關斷損耗、傳導損耗和所謂的「C_oss滯回損耗」——將在下一節中講述。M69ednc

C_oss滯回損耗

如前所述，要想以高密度適配器通常使用的相對較高的開關頻率進行高效地工作，必須使用軟開關技術。軟開關技術能讓器件實現零電壓開關（ZVS），也即MOSFET只有在漏源電壓達到0V（或者接近0V的值）時才能開通。這種模式可以避免在總開關損耗中通常佔據主導地位的開通損耗。遺憾的是，由於輸出電容的「非無損」特性，所有高壓超結（SJ）MOSFET都面臨一種額外的損耗。也就是說，當MOSFET輸出電容（C_oss）經過充電然後再放電時，會有部分能量受到損失，因此即使在ZVS條件下工作，也無法恢復存儲在輸出電容中的全部能量（E_oss）。這種現象與C_oss的滯回特性有關，在0V到100V之間完成一個C_oss充放電周期時，藉助大信號測量即可觀察到這種現象，如圖2所示。這就是這類損耗通常被稱為C_oss滯回損耗（簡稱為E_oss,hys）的原因。M69ednc

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圖2：C_oss的滯回特性。M69ednc

由該損耗機制引起的功率損耗取決於：M69ednc

• 技術：當晶片尺寸乃至R_DS(on)相同時，不同技術的E_oss,hys不同，比如CoolMOS PFD7和CoolMOS P7的E_oss,hys就不同。
• 擊穿電壓：對於同樣的技術，E_oss,hys隨電壓等級的提高而增加，也即650V器件的E_oss,hys通常比基於相同技術的600V器件大。
• 開關頻率f_sw：由於C_oss的充放電周期在每個開關周期內都會發生一次，因此由該損耗機制引起的功率損耗與開關頻率（f_sw）成正比。
• R_DS(on)等級：這個損耗不僅會影響器件的C_oss，而且取決於晶片尺寸，也即對於同樣的技術，R_DS(on)較小的MOSFET會表現出較大的E_oss,hys損耗。

600V CoolMOS PFD7與CoolMOS P7相比，C_oss滯回損耗降低了41%，從而使軟開關應用中的效率得到顯著提升。M69ednc

MOSFET損耗的主要來源

為了更好地估計C_oss滯回損耗對最終應用的影響，可以通過仿真和計算來確定擊穿損耗。圖3以基於ACF拓撲的65W適配器為例，顯示了在低輸入電壓和滿載情況下（如前所述，從殼溫的角度來看，這是適配器最為關鍵的工作點），不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。ZVS經過優化，可以降低總系統損耗，即在25V時導通低邊MOSFET（部分ZVS模式），而高邊MOSFET工作在完全ZVS模式下。M69ednc

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圖3：就65W適配器而言，不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。M69ednc

從圖中可以看出，當高邊和低邊開關都使用120mΩ 600V CoolMOS P7（IPA60R120P7）SJ MOSFET時，C_oss滯回損耗佔MOSFET總損耗（高邊+低邊）的44%，而傳導損耗以40%的佔比成為第二大的影響機制。包括柵極驅動損耗以及開通和關斷損耗在內的所有其他損耗機制，在總損耗中的佔比只有不到20%。M69ednc

在已經確定C_oss滯回損耗對低輸入電壓和滿載條件下的效率有重大影響，且將600V CoolMOS PFD7針對這些損耗進行了專門優化之後，接下來自然是將CoolMOS P7（IPA60R120P7）替換成新的CoolMOS PFD7（IPAN60R125PFD7S），以便對應用中的實際損耗降低進行量化。M69ednc

如圖3所示，將CoolMOS P7替換成PFD7後，器件總損耗降低了22%（0.33W），這對適配器的最終效率有非常積極的影響。M69ednc

實驗結果

為了用實驗驗證用CoolMOS PFD7替換CoolMOS P7可以降低MOSFET的損耗，我們在低輸入電壓和約155kHz的開關頻率下，對ACF測試板進行了全面的測量。圖4所示為CoolMOS P7與CoolMOS PFD7之間的效率差別：可以看出，CoolMOS PFD7在整個負載範圍內具有明顯的效率優勢。這兩種技術之間的效率差別在輕載情況下變得更大，但隨電流的增大而變小。這是因為，雖然C_oss滯回損耗對MOSFET總損耗的影響與負載無關，但傳導損耗卻與負載有關。因此，在輕載情況下，C_oss滯回損耗較小的MOSFET，效率所受的影響更加明顯。M69ednc

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圖4：CoolMOS P7與CoolMOS PFD7之間的效率差別。M69ednc

現在從殼溫的角度考慮最關鍵的工作點，如前所述，即滿載、低輸入電壓（90V_ac）的情況，CoolMOS PFD7在該工作點下的效率可以提升0.34%，這可使MOSFET殼溫降低5℃，從而降低適配器外殼過熱的風險。效率提高帶來的另一個結果如圖5所示。圖中繪出了假設適配器外殼最高溫度為70℃時，CoolMOS PFD7和P7所能達到的功率密度極限。由於效率提高，PFD7可將最高功率密度極限提高到20W/in³以上，比P7提高1.8W/in³。M69ednc

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圖5：通過CoolMOS PFD7實現的功率密度提升。M69ednc

600V CoolMOS PFD7

如前文所述，C_oss滯回損耗對適配器應用的效率乃至功率密度都有顯著影響。600V CoolMOS PFD7的C_oss滯回損耗降低，因而效率更高。此外，由於它面向的是消費類市場，所以它的價格已針對該市場進行了調整。M69ednc

（原文標題：Impact of Coss hysteresis losses in high-density adapter applications）M69ednc

本文為《電子技術設計》2020年7月刊雜誌文章，版權所有，禁止轉載。免費雜誌訂閱申請點擊這裡。M69ednc