改進不理想的電容、電感和DC/DC阻抗測量

在設計或優化VRM（電壓調節模塊）時，我們需要其輸出阻抗數據及濾波電感和電容的阻抗數據，以便掌握完整的仿真模型。遺憾的是，供應商所提供的關於這些器件的數據通常不完整或有錯，或者難以根據測量設置來解讀。因此，我們不得不自己收集數據。

測量需要在整個所需要的頻率範圍內進行，視應用不同，範圍通常從幾kHz到約1GHz。由於這一頻率範圍非常寬，我們通常採用基於S參數的測量。高性能仿真器可直接將S參數器件測量整合進AC、DC、瞬態及諧波平衡仿真中，同時包括有限元PCB模型。

雖然非常有用，但標準的S參數測量通常是不夠的。真正需要的是更大的範圍，即部分S2p測量。我會解釋為什麼需要它以及如何進行這種改進的測量。

S參數是在很寬的頻率範圍內執行測量的簡單方法，它使用固定阻值埠而不是高阻探頭進行測量。用S參數測量阻抗有兩種選擇，一種是反射測量，另一種是THRU測量。

一個埠還是兩個埠？為什麼是部分的？

反射或單埠測量是最簡單的，因為它只需一根電纜。但是它需要複雜的校準，通常包括用於測量的埠的OPEN校準、SHORT校準和LOAD或MATCH校準。大多數VNA（矢量網絡分析儀）包括從S參數反射測量（S11或S22）到阻抗的轉換，但非常簡單。以單埠為例，對於給定參考阻抗Zref（典型值50Ω）的反射，S11與器件阻抗之間的關係如表1所示。

表1：單埠轉換。

我們可以通過將要測量的設備與測量埠串聯或並聯來執行雙埠測量。表2列出了S21與串聯和並聯配置的器件阻抗之間的關係。

表2：雙埠轉換。

DC接地迴路

由於VNA的RF接地和互連測量電纜的串聯電阻導致的直流接地環路，致使雙埠分流貫通（shunt-thru）測量出現另一個問題。Keysight E5061B VNA在低頻增益相位埠上具有半浮動輸入，可消除直流接地環路、實現高達30MHz的低阻抗測量。對於E5061B高頻埠和其它一般的VNA來說，必須使用諸如Picotest J2102A這樣的共模同軸變壓器將直流接地迴路縮至最小。否則，低頻測量會不準確。

這些阻抗測量選項的設置如圖1所示。

圖1：單埠和雙埠阻抗測量的基本原理圖。

圖2中的仿真顯示了每種測量技術的S參數的大小，它是器件阻抗的函數。隨著S參數值接近1.0，所有測量值都失去靈敏性。

圖2：作為器件阻抗函數的S參數量值。

圖3顯示了S參數量值從0.95到1.0的更高解析度視圖。

圖3：作為器件阻抗函數的S參數量值的更高解析度視圖。

將可測量的S參數（S11、S22或S21）設置為最小40E-6，可獲得合理的信噪比餘量和0.95的最大值。每個測量的範圍如表3所示。

表3：測量阻抗範圍。

我們需要哪個範圍？

我們通常會測量VRM、PDN（功率分配網絡）、電容器和電感器，所以最小阻抗測量一般在mΩ範圍內——無論是電感器DCR（直流阻值）、VRM輸出阻抗還是電容器ESR（等效串聯阻抗）。這需要雙埠分流測量。

測得的S參數文件必須在整個仿真頻率範圍內有效。將測量範圍設置為1kHz至500MHz，並使用被稱為「實際測量範圍」的方法，我們可以確定使用雙埠分流測量能夠測量的最大電感或電容。

使用雙埠分流測量，可測量的最小電容值為800nF，無法測量高頻去耦電容。可以在500MHz測量的最大電感僅為60nH。即使假設電感的諧振頻率為100MHz，可測量的最大電感也小於1μH，從而將鐵氧體磁珠和大多數輸出濾波電感的測量排除在外。

進行此測量時會出現另一個問題。 S21、S11和S22都測量相同器件，因此測量的阻抗範圍相同。如上所述，S11和S22的測量值低於單埠測量的範圍。例如，在測量電感器時，DCR將作為S11和S22測量。在測量電容器時，將使用S11和S22測量ESR。這些單埠測量值在器件典型的低阻抗水平下是無效的。這就是為什麼我們需要「部分」雙埠直通測量的原因。我們只保留S21測量值，並刪除S11和S22，因為它們在阻抗水平低於0.5Ω時無效。

一些儀器允許將測量結果保存為Touchstone阻抗文件，這是一種部分雙埠S參數文件。

擴展雙埠範圍

我們可以使用串聯電阻來擴展測量範圍，以便有效增加埠參考阻抗。這可以讓我們測量去耦電容和更大的電感。圖4顯示了這種測量的結果。

圖4：添加串聯電阻來擴展雙埠分流測量的阻抗範圍。

例如，增加一個450Ω串聯電阻可使參考阻抗達到500Ω，從而將測量範圍擴展10倍。在某些情況下，可通過使用衰減傳輸線示波器探頭來容納添加的串聯電阻。1、5、10和20的縮放係數可作為單埠探頭購買。一對探頭可用於進行雙埠擴展範圍測量。表4列出了各種串聯電阻值的測量範圍。

表4：各種串聯電阻值的測量阻抗範圍。

表5列出了所包含的串聯電阻的阻抗變換。

表5：包括串聯電阻的阻抗轉換。

對於任何一種極端測量範圍條件下的測量，請務必執行完整的測量夾具移除校準或對兩個部件進行完整的單埠校準以及THRU校準。如果還包含串聯電阻，則應在設置中包含串聯電阻並執行THRU校準。

在作為擴展範圍雙埠阻抗測量的示例中，使用了0.1μF陶瓷電容。圖5顯示結果高達30MHz。阻抗測量範圍可能大於1kΩ，或低於9mΩ ESR。

圖5： RS=200Ω時0.1μF電容的測量。

高頻、低阻抗測量對非常小的夾具電感都非常敏感；而高頻、高阻抗測量也對極小的夾具電容非常敏感。在高達1GHz的頻率下測量較小的1nF電容結果如圖6所示。

圖6：該圖顯示了在高達1GHz的頻率下1nF電容的測量結果。電容ESL結合約1pF的SMA連接器電容產生共振。

850MHz的共振是低質量SMA連接器的約1pF額外電容造成的。為了在這些頻率下進行精確測量，我們需要更好的連接器和/或需要從測量中校準多餘的電容。

結論

擴展範圍技術和僅保存S21數據或Touchstone Z數據文件提供了調整測量以優化測量窗口的方法。這種測量方法的額外好處是，在測量低功率VRM時，擴展電阻可以減少負載。此技術也可用於測量電壓基準和閉環運放的輸出阻抗，而且也可以支持Picotest非侵入式穩定性測量。