與傳統超外差式接收器架構相比，直接轉換接收器架構有許多優點。因為直接轉換接收器不容易受鏡頻信號幹擾，所以它降低了對RF前端帶通濾波的要求。RF帶通濾波器僅需要衰減較強的帶外信號，以防止它們使前端過載。另外，直接轉換接收器無須IF放大器和帶通濾波器。RF輸入信號直接轉換成基帶信號，在這種情況下，放大和濾波都容易了許多。這種接收器的總體複雜性降低了，器件數目也減少了。
接收器的2階非線性特性還可能引起有害的基帶信號。任何頻率分量進入接收器都會在基帶電路中引起直流偏移。直流偏移一旦產生，想用簡單直接的方法消除就非常難。這是因為後降頻轉換電路的頻率響應必須延至直流。
與超外差式接收器不同，不論輸入信號頻率是多少，直接轉換接收器都容易受到2階非線性特性的影響。因此，最大限度減小2階線性度的影響對設計直接轉換接收器是至關重要的。
在本文的稍後部分，我們會考慮3階失真對直接轉換接收器的影響。就3階失真而言，必須有適當頻率相隔的兩個信號進入接收器，才能會在基帶頻率中出現不想要的分量。
2階失真（IP2）
直接轉換接收器系統的2階截取點（IP2）是一個關鍵性能參數。它是2階非線性的量度，可量化接收器受單音或雙音幹擾信號影響的程度。我們來看一下這種非線性怎樣影響靈敏度。
可以用泰勒級數y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，作為任何非線性組件轉移函數的數學模型。其中，x(t)是輸入信號。這裡只考慮2階失真項。進入非線性組件的所有信號都會產生一個以零頻率為中心的信號，甚至目標信號也會在基帶中引起失真分量。為了說明這一點，我們用x(t)=A(t)cosωt代表輸入信號，它可以是單音或調製信號。如果是單音，那麼A(t)只是一個常數，如果是調製信號，那麼A(t)代表該信號的包絡。
根據定義，目標信號的功率是1/ZoE{(A(t)cosωt)2}。其中，E{β}是預期的β值。既然A(t)和cosωt在統計上是獨立的，那麼我們可以將E{(A(t)cosωt)2}展開為E{A2(t)}E{cos2ωt}。目標信號的功率簡化為：
Ps=1/(2Zo) E{A2(t)} （1）
就單音情況而言，可以用A代替A(t)。信號功率如所預期的那樣，等於A2/(2Zo)。
在一般的情況下，目標信號是以數字方式由偽隨機數據源調製的。我們可以將其表示為具有高斯(Gaussian)概率分布的帶限白噪聲。信號包絡A(t)現在是一個高斯隨機變量。包絡平方的預期值可用目標信號的功率來表示。
E{A2(t)}=2ZoPs （2）
現在將x(t)代入泰勒級數展開式以求出y(t)，即非線性組件的輸出。
y(t)=A(t)cosωt+1/2a2A2(t)+1/2a2A2(t)cos2ωt+… （3）
2階失真項1/2a2A2(t)以直流信號為中心，而其他2階項則出現在目標信號的2次諧波附近。因為基帶電路會抑制高頻分量，所以這裡只有靠近直流的項才需要重視。就信號為單音的情況而言，2階項的結果是一個直流偏移，為a2PsZ。如果想要的信號是調製信號，那麼2階項的結果是一個基帶調製信號。這個表達式可以展開為：
Pbb=a22/(4Zo)E{A4(t)} （4）
為了以目標信號的功率來表達這個結果，我們必須找到E{A4(t)}與E{A2(t)}之間的關係。對於一個高斯隨機變量，以下關係成立。
E{A4(t)}=3[E{A2(t)}]2 （5）
因此，失真功率可以表達為3a22/(4Zo)[E{A2(t)}]2。現在以目標信號的功率來表達預期值。
Pbb=3a22ZoPs2 （6）
正是給定單音到直流以及調製信號到基帶信號的轉換，使得2階性能成為影響直接轉換接收器性能的關鍵。與其他非線性機制不同，信號頻率不決定失真分量落在哪裡，任意兩個信號進入非線性組件都會引起拍音/拍頻項。令 x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut。其中，第一項是目標信號，第二項是雜散信號。
y(t)=A(t)cosωt+…+a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t+… （7）
我們感興趣的2階失真項是a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t。這一項表示以兩個輸入信號的差頻為中心的失真分量。就兩個無關單音信號進入組件的情況而言，結果中將含有一個在差頻處的單音。
圖1 典型的WCDMA基站接收器方框圖
圖2 2階失真的影響
我們可以將這些原則應用到一個直接轉換接收器實例中。圖1是一個典型的WCDMA基站接收器方框圖。
這個接收器的RF部分包括一個雙工器、一個帶通濾波器和至少一個低噪聲放大器（LNA）。頻率選擇組件用來衰減帶外信號和噪聲，低噪聲放大器決定了接收器的噪聲指數，I/Q解調器將接收信號轉換為基帶信號。低通濾波器和基帶放大器在信號傳遞到A/D轉換器之前限制其帶寬並提高信號電平。雙工器和RF帶通濾波器只用作帶通濾波器，它們不具有任何載波選擇性。
低噪聲放大器的2階線性度就沒有解調器的2階線性那麼重要。這是因為由單個信號引起的任何低噪聲放大器失真都以直流信號為中心，都會被解調器抑制掉。如果接收頻帶內有兩個無關信號（如1960MHz），那麼低噪聲放大器將在差頻處產生一個2階分量。這個信號將被解調，並作為基帶幹擾出現在A/D轉換器處。不過，我們不需要處理這種情況，因為來自前端雙工器的帶外信號不夠強，不足以產生有重要影響的失真分量。
首先考慮未調製單音進入接收器的情況（見圖 2）。
這個單音將在解調器輸出端引起一個直流偏移。如果解調器之後的基帶級聯是 直流耦合的，那麼這個偏移將加到A/D轉換器上，並縮小其動態範圍。WCDMA規範（3GPP TS 25104.740）引起一個-15dBm的帶外單音，位於距接收頻帶任一邊緣20MHz或更高頻率處。
單一WCDMA載波還可能成為幹擾信號。在有的情況下，這種載波至少偏離想要的載波10MHz，但仍然在接收頻帶內。功率值是-40dBm，對一個BER為0.1%的12.2kb/s信號而言，接收器必須滿足-115dBm的靈敏度要求。
出現在LT5575輸出端的基帶分量是一種類似噪聲的信號，由幹擾性WCDMA載波產生。如果這個信號足夠大，那麼可能增大接收器和A/D轉換器的熱噪聲，從而降低靈敏度。
在這種情況下，基帶2階分量比接收器輸入端的熱噪聲低17.5dB。所引起的靈敏度降低0.1dB，因此接收器非常容易滿足-115dBm的性能規格。圖3說明了這一點。
圖3 WCDMA載波引起的2階失真
單WCDMA載波還可能出現在帶外。這些載波可能與接收頻帶直接相鄰，其值高達-40dBm。如前面分析所示，這類載波的2階分量對靈敏度的影響可以再次忽略。
對靈敏度的另一個威脅來自FDD系統中的發送器洩漏，如圖4所示。
圖4 發送器洩漏的影響
在FDD系統中，發送器和接收器同時工作。就WCDMA Band I情況而言，發送頻帶比接收頻帶高130MHz。通常採用單個天線，發送器和接收器由雙工器連接。
就廣域基站情況而言，發送功率可能高達+46dBm。那麼在雙工器的發送埠，功率將至少為+47dBm。這種高功率調製信號將洩漏到接收器輸入中，其中的一部分將驅動I/Q解調器。
3階失真（IP3）
當兩個頻率有一定間隔的通道或信號進入非線性組件時，3階截取點（IP3）會對基帶信號有影響。
回到轉移函數y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，現在考慮3階失真項。係數a3等於2/(3ZoIP3)。其中，IP3是單音截取點(單位為W)。注意，雙音IP3比單音IP3低4.78dB。
如果兩個信號的頻率間隔等於到零頻率的距離，那麼這兩個信號進入非線性組件後，將產生一個以零頻率為中心的信號。設x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut，第一項是目標信號，第二項是無關信號。如果是單音，那麼B(t)只是一個常數。如果是調製信號，那麼B(t)代表信號包絡。輸出信號等於y(t)：
y(t)=A(t)cosωt+…+a3(A(t)cosωt+B(t)cosωut)3+…更高階項
=A(t)cosωt+…+3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t+… （8）
這裡我們感興趣的3階失真項是3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t。為了讓這項失真出現在基帶，設ω=2ωu。失真項的功率是1/ZoE{(3/4a3A(t)B2(t))2}，這個表達式可以展開為：
Pbb=9a32/(16Zo)E{A2(t)} E{B4(t)} （9）
考慮一個想要的調製信號和一個單音幹擾信號的情況，B(t)可以用B代替（見圖5）。
圖5 3階失真的影響
在直接轉換接收器例子中，WCDMA規範的7.6.1節對兩個幹擾信號做了如下要求，如圖6所示。
圖6 WCDMA載波+單音幹擾信號引起的3階失真
其中之一是-48dBm的CW單音，另一個是-48dBm的WCDMA載波。這些幹擾引起頻率偏移，結果所產生的3階分量以直流信號為中心。在這種情況下，等效幹擾比接收器輸入端的熱噪聲低54.6dB。所引起的靈敏度降低0.1dB，因此接收器非常容易滿足-121dBm的性能規格。
結語
這些計算突出顯示了2階和3階線性度對成功設計直接轉換接收器的重要性。就WCDMA應用而言，有兩個理由證明2階性能至關重要。首先，有高達 -15dBm的CW單音幹擾信號進入接收器。為了最大限度減小動態直流偏移，I/Q解調器在接收器輸入端必須呈現約+40dBm的2階截取點。另外，還有高達-40dBm的調製幹擾信號，如果2階截取點不夠高，那麼有可能降低接收器的有效噪聲層，與接收器同時工作的發送器洩漏可能有同樣的影響。
3階線性度重要性低一些，因為幹擾信號頻率必須處於合適位置，才能對靈敏度造成威脅。存在一對-48dBm幹擾信號時，WCDMA規範未規定最小的靈敏度降低值。在這種情況下，如果接收器的3階截取點低於0dBm，那麼這些信號將導致相當可觀的靈敏度損失。