引言
本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/260074.htm零中頻 (Zero-IF) 接收器並不是什麼新事物；其被人們所大量使用已經有些時日了，蜂窩手機便是它的重要應用領域。然而，其在諸如無線基站的高性能接收器中的使用卻少有成功的案例。這主要是因為它們的動態範圍有限，而且也不太為人們所了解。一款新型寬帶寬零中頻 I/Q 解調器有助於緩解主用接收器及 DPD (數字預失真) 接收器在動態範圍和帶寬方面的不足，並使 4G 基站能夠以具成本效益的方式滿足移動接入不斷增長的帶寬需求。本文討論的主題是：如何儘量抑制造成零中頻接收器動態範圍縮小的 IM2 非線性及 DC 偏移來實現性能的優化，從而為棘手的設計提供一種可行的替代方案。
推進帶寬的不斷擴大
直到最近，大多數基站只需要處理一個 20MHz 寬的通道帶寬 (通常被分配給不同的無線載波)。與此 20MHz 通道相關聯的是一個配套的 100MHz 帶寬 DPD 接收器，用於測量高達 5 階的互調失真寄生信號，以提供有效的失真抵消作用。這些要求通常可利用高 IF (外差) 接收器有效地予以滿足。然而，隨著業界日益迫切地希望基站支持整個 60MHz 頻段的運作，此類設計的難度如今大為增加。對於整個無線製造、安裝和部署商業模型而言，完成這項偉大的工程在節省成本方面具有重大的意義。
為了適應三倍的帶寬，DPD 接收器的帶寬也必須從 100MHz 增加至 300MHz。在 75MHz 頻段中，DPD 帶寬增至驚人的 375MHz。設計能夠支持這種帶寬的接收器可不是一項微不足道的工作。噪聲會由於帶寬的擴展而增加，增益平坦度變得更加難以實現，而且所需的 A/D 轉換器採樣速率大幅度增加。此外，帶寬如此之高的組件其成本也高得多。
傳統高 IF 接收器所具備的中等帶寬不再足以支持具有 ±0.5dB 典型增益平坦度的 300MHz 或更高頻率的 DPD 信號。300MHz 的基帶帶寬將需要選擇一個最小 150MHz 的 IF 頻率。要想找到一款採樣速率可超過 600Msps、同時具合理價格的 A/D 轉換器 (即使是 12 位解析度) 絕非輕而易舉。用戶可能被迫採取折衷方案而去使用一款 10 位轉換器。
新型 I/Q 解調器放寬了帶寬限制條件
凌力爾特的 LTC5585 I/Q 解調器專為支持直接轉換而設計，因而允許接收器將上述 300MHz 寬 RF 信號直接解調至基帶 (見邊註：零中頻接收器的工作原理)。I 和 Q 輸出被解調為一個 150MHz 帶寬信號，僅為高 IF 接收器帶寬的一半。為了獲得一個 ±0.5dB 的通帶增益平坦度，器件的 -3dB 轉角頻率必須擴展至遠遠高於 500MHz。
LTC5585 利用一個可調諧的基帶輸出級支持這一寬帶寬。差分 I 和 Q 輸出埠具有一個至 VCC 並與約 6pF 的濾波器電容相併聯的 100Ω 上拉電阻器 (見圖 1)。這個簡單的 RC 網絡允許形成一個片外低通或帶通濾波器網絡 (以消除高電平帶外阻斷器)，並實現位於解調器之後的基帶放大器鏈路之增益滾降的均衡。在外部 100Ω 上拉電阻器之外再採用一個 100Ω 差分輸出負載電阻，-3dB 帶寬可達到 840MHz。
圖 1：用於帶寬擴展的基帶輸出等效電路 (採用 L = 18nH 和 C = 4.7pF)
基帶帶寬擴展
可以採用單個 L-C 濾波器節以擴展基帶輸出的帶寬。圖 1 示出了具基帶帶寬擴展功能的晶片基帶等效電路。當具有 200Ω 負載時，採用一個 18nH 的串聯電感和一個 4.7pF 的並聯電容可將 -0.5dB 帶寬從 250MHz 擴展至 630MHz。圖 2 示出了不同負載條件下可能產生的輸出響應種類。其中一種響應是在採用 200Ω 和 10kΩ 差分負載電阻條件下獲得的。對於 10kΩ 負載，採用一個 47nH 串聯電感和一個 4.7pF 並聯電容可把 -0.5dB 帶寬從 150MHz 擴展至 360MHz。
圖 2：轉換增益與基帶頻率的關係曲線 (採用差分負載電阻和 L-C 帶寬擴展)
二階互調失真寄生信號問題
在直接轉換接收器中，二階互調失真分量 (IM2) 直接落入帶內 (在基帶頻率)。例如：取兩個間隔開 1MHz (分別位於 2140MHz 和 2141MHz) 的相等功率 RF 信號 (f1 和 f2)，以及間隔開 10MHz (位於 2130MHz) 的 LO 信號。最終的 IM2 寄生信號將位於 f2 – f1 (即 1MHz)。通過採用外部控制電壓，LTC5585 擁有了在 I 和 Q 通道上進行獨立調節以實現最小 IM2 寄生信號的獨特能力。圖 3 示出了一種用於 IIP2 測量和校準的典型配置。差分基帶輸出採用一個平衡-不平衡變壓器進行組合，而 1MHz IM2 差動頻率分量採用一個低通濾波器來選擇，以防止位於 10MHz 和 11MHz 的強大主音調壓縮頻譜分析儀前端。如果未採用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供 20~30dB 的衰減及長久的平均測量時間以實現上佳的測量。如圖 4 中的輸出頻譜所示，可以預知 IM2 分量將落入帶內 (在 1MHz)。另外，該曲線圖還示出了調節前後的 IM2 分量 —— 通過調節 IP2I 和 IP2Q 引腳上的控制電壓，可使寄生信號電平下降大約 20dB。該調節使 IM2 寄生信號電平下降到低至 -81.37dBc。
圖 3：用於 IIP2 校準的測試配置 (採用 1MHz 低通濾波器以選擇 IM2 分量)
圖 4：未採用低通濾波器時的輸出頻譜
由於擁有這種 IIP2 優化能力，因此可以考慮兩種可行的 IP2 校準策略。一種可以是在工廠裡完成並在「設定後便不需再過問」 的校準步驟。在這種場合，每個調節引腳採用一個簡單的微調電位器就足夠了，如圖 3 所示。另一種策略是利用軟體來執行自動閉環校準算法，這使得能夠周期性地對設備進行校準。對於已經在監視其發送器輸出的 DPD 接收器而言，這是小事一樁，因為發送器能輕鬆地產生兩個測試音。對於主用接收器，這種校準可能需要額外的硬體以將兩個測試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個離線校準周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實際工作環境因素考慮在內。
DC 偏移電壓清零有助於優化 A/D 轉換器動態範圍
該晶片還集成了一種相似的調節能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 輸出電壓。當整個信號鏈路採用 DC 耦合時，因內部失配以及 LO 和 RF 輸入洩漏的自混頻所產生的 DC 偏移分量會縮減 ADC 的動態範圍。舉個例子，當一個 10mV 的中等輸出 DC 偏移電壓通過一個 20dB 增益級時，將在 A/D 轉換器的輸入端產生 100mV 的 DC 偏移。對於 12 位 ADC 的 2Vp-p 輸入範圍而言，該 DC 偏移量意味著空間減少了 205 LSB，即實際上導致 ADC 的動態範圍縮小了 0.9dB。
為了最大限度地減少 LO 與 RF 輸入之間的洩漏，應謹慎地隔離這兩個信號。在 PCB 布局中，需把這兩個信號的印製線彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的洩漏至 RF 埠，LO 信號也將發生自混頻，從而在輸出中形成一個 DC 偏移項。幸運的是，LO 電平常常是恆定的，因此 DC 偏移也是恆定的，而且能輕鬆地通過調節予以消除。更成問題的是 RF 輸入，它會在一個很寬的信號電平範圍內變化。至 LO 輸入端的任何的信號洩漏都將發生自混頻，並在信號變化時產生一個動態 DC 偏移電壓。這將使解調信號產生失真。因此，保持很少的洩漏將有助於最大限度地抑制 DC 偏移。
直接轉換接收器的潛在成本優勢
零中頻接收器因其潛在的成本節省優勢而特別引人注目。如上文所述，RF 信號被解調至一個低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設計變得較為容易。此外，零中頻解調在基帶上還不會產生鏡頻，因而免除了增設一個相對昂貴的 SAW 濾波器之需。或許其中最吸引人的一點是 ADC 採樣速率可以顯著減低。在我們上面所舉的例子中，利用一個雙通道 310Msps ADC (例如：凌力爾特的 LTC2258-14) 即可有效地滿足 150MHz 的 I 和 Q 基帶帶寬，而不必去使用一個貴得多的較高採樣速率 ADC。
結論
面對無線接收器帶寬的增加與性能的提高，一款新型寬帶正交解調器提供了一種替代方案，可幫助克服其架構缺點並提升接收器的性能水平，同時在成本方面也受到用戶所收接。