FDTD-Diakoptics將複雜的微波電路分割為若干較為簡單的子電路，使用有限時域差分方法(FDTD)獨立求解每個子電路的時域特性，使用並行算法連接各子電路，最終得到整個電路的特性.本方法適用於結構複雜、規模較大的微波電路的分析設計，與整個電路使用FDTD進行設計研究的方法比較，本算法在保證相同數值精度的條件下可以提高計算效率五倍左右，故具有廣泛的應用前景.
關鍵詞:時域Diakoptics；有限時域差分方法；Diakoptics；微波電路
一、引
言
隨著計算機技術的進步，有限時域差分方法(FDTD-Finite Difference Time Domain)可以研究的微波電路的越來越廣泛，從無源電路到有源電路，從線性電路到非線性電路，從準TEM系統到色散系統，FDTD都已得到了成功的應用.
但是，當電路的幾何結構比較複雜，電路電尺寸較大時，不論是其所佔用的計算機內存還是所需要的計算時間都是非常巨大的，甚至 在一些情況下即使耗費了計算時間還無法得到需要的精度.例如，在分析波導膜片濾波器時，為正確模擬全部膜片的幾何結構，FDTD柵網的網格尺寸選得非常小，從而導致描述整個波導濾波器的網格數量非常大.由於每兩個膜片之間都是均勻波導傳輸線，使用與膜片相同的柵網顯然是不必要的.人們曾使用非均勻FDTD柵網的辦法解決這個問題，當柵網的大小相差比較大時，不但收斂性不易控制，而且仍無法確保節省計算時間.將Diakoptics思想運用於微波電路的全波分析，通過將電路分割為若干獨立的部分，根據每部分的具體結構採用不同的網格，獨立地對各個部分進行全波時域分析，由於每部分的網格是均勻的，因而容易保證算法的收斂性.
二、Diakoptics的概念
Diakoptics定義為：將一個電路分解為若干個較為簡單的子電路，獨立計算子電路的特性，通過連接條件將子電路耦合連接.線性電路理論中子電路的特性用衝擊響應函數表示；子電路間的耦合通過串行和並行兩種算法完成.串行算法是從電路首尾中的任一端開始向另一端連接，依次將從參考面看入的子電路視為前一級子電路的負載，求出等效的子電路的輸入特性，並將此輸入特性看成更前一級子電路的負載…，串行算法思路比較簡單，易於編寫電腦程式，但存在的問題是：當電路中某一個子電路需要調整時，在該子電路之後連接的部分都要從新連接，而且所有的連接計算在時間及空間上只能順序進行，計算效率較低；並行算法可以從電路中的任何位置開始，同時計算若干個彼此相鄰的子電路的連接，且對某個子電路特性的調整並不影響其它子電路的連接，特別是當某個子電路的特性需要反覆調整時，對其餘子電路的連接計算只需進行一次.
研究微波電路問題時，若微波電路可以被等效為一個線性網絡的話，則可以設想描述微波電路特性的格林函數可對應於電路理論中的衝擊響應函數.從電磁場理論角度看，時域格林函數g(r，t;r0,t0)為位於r0點的點源t0時刻施加的單位衝擊信號在觀察點r及t時刻的場，且滿足方程
(1)
兩個微波子電路連接時，其連接參考面上存在著複雜的耦合關係，這種耦合關係可以用電磁波在存在兩個不連續界面的媒質中反射和透射現象來形象描述，如圖1所示.那麼如何將Diakoptics算法應用於微波電路特性分析中呢?在介紹這一點之前，本文首先簡要介紹Diakoptics算法的數學描述.
圖1 媒質中反射和透射現象可以用來形象描述兩個微波子電路間的耦合關係
三、Diakoptics算法的數學描述
以兩個二埠網絡的串、並行連接給出Diakoptics算法的數學描述.圖2假設兩個子電路的反射及透射波的衝擊響應函數分別為：gr1(t),gr2(t),gt1(t),gt2(t)和hr1(t),hr2(t),ht1(t),ht2(t),上標「r」表示反射波，「t」表示傳輸波，下標1表示從輸入參考面對電路作激勵，下標2表示從輸出參考面對電路作激勵.設f為兩個子電路連接後電路的衝擊響應函數.使用串行算法，從f網絡輸入參考面看入的衝擊響應為：
fr1(t)=gr1(t)+gt2(t)*hr1(t)*gt1(t)+gt2(t)*hr1(t)
*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…+gt2(t)*(hr1(t)
*gr2(t))n*hr1(t)*gt1(t)+…; (2)
使用並行算法，從f電路的輸入埠看入的衝擊響應函數fr1(t),ft2(t)以及從f電路的輸出埠看入的衝擊響應函數fr2(t),ft1(t)分別為：
fr1(t)=gr1(t)+gt2(t)*hr1(t)*gt1(t)+gt2(t)*hr1(t)
*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…+gt2(t)*(hr1(t)
*gr2(t))n*hr1(t)*gt1(t)+…
ft2(t)=gt2(t)*hr2(t)+gt2(t)*hr1(t)*gr2(t)*ht2(t)+…
+gr2(t)*(hr1(t)*gr2(t))n*hr2(t)+… (3)
fr2(t)=hr2(t)+ht1(t)*gr2(t)*ht2(t)+ht1(t)*gr2(t)
*hr1(t)*gt2(t)*ht2(t)+…+ht1(t)*(gr2(t)
*hr1(t))n*gr2(t)*ht2(t)+…
ft1(t)=ht1(t)*gt1(t)+ht1(t)*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…
+ht1(t)*(gr2(t)*hr1(t))n*gr1(t)+…
其中，*代表時域卷積，上下標的含義不變.
圖2 可說明Diakoptics算法的兩個子電路連接示意圖
多埠子電路連接時，上述算法依然成立，只是式中各衝擊函數應換為相應的子矩陣.例如設g網絡為輸入端有M個、輸出端有N個埠的M+N埠網絡，h網絡為輸入端有N個、輸出端有L個埠的N+L埠網絡(g與h相鄰面的埠數目應相同)，g網絡輸入參考面處的反射、傳輸子矩陣分別為：
和
式中下標代表參考面，i←j的意思為：i為響應所在參考面，j為激勵所在參考面；上標代表埠，m←n的意思為：n為輸入埠，m為輸出埠.同理,g網絡輸出參考面處的反射、傳輸子矩陣分別為：
和
h網絡相應子矩陣可用同樣方法求得.連接後網絡的衝擊響應函數［f］為：
［fr1(t)］=［gr1(t)］+［gt2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+［gt2(t)］
*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+…
［ft2(t)］=［gt2(t)］*［ht2(t)］+［gt2(t)］*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+…
［fr2(t)］=［hr2(t)］+［ht1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+［ht1(t)］
*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+…
［ft1(t)］=［ht1(t)］*［gt1(t)］+［ht1(t)］*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+… (4)
其中［fr1(t)］、［ft1(t)］、［fr2(t)］和［ft2(t)］分別為M×M、L×M、L×L和M×L階子矩陣.下面以［gt2(t)］*［ht2(t)］為例說明如何計算矩陣卷積，並以［gt2(t)］*［ht2(t)］的第一個元素為例，說明其物理意義：
g1←11←2*h1←11←2：h子網絡輸出參考面上第一個埠的輸入通過gh連接面第1個埠的耦合在g子網絡輸入參考面上埠1產生的輸出；g1←21←2*h2←11←2:h子網絡輸出參考面上第一個埠的輸入通過gh交界面第2個埠的耦合在g子網絡輸入參考面上埠1產生的輸出；g1←N1←2*hN←11←2：h子網絡輸出參考面上第一個埠的輸入通過gh交界面第N個埠的耦合，在g子網絡輸入參考面上埠1產生的輸出；所以［gt2(t)］*［ht2(t)］的第一個元素描述了h網絡輸出參考面上第一個埠上的輸入耦合到g網絡輸入參考面第一個埠的輸出.
四、Diakoptics算法在微波電路分析中的實現
Diakoptics源於網絡理論，為將其應用於微波電路的分析中，首先需要建立適於使用Diakoptics方法的微波電路的等效電路模型.
1.微波電路的等效時域網絡模型
建立微波電路等效時域網絡模型的基本方法是：利用基函數技術(或稱時域模技術)將參考面處的場表示為選定的正交基函數的線性組合，將一個微波網絡等效為一個多模電路，進而再將多模電路等效為多埠網絡的方法.
選定的基函數滿足下述條件：只是空間坐標的函數；與時間無關；構成一個完備正交集.且對於給定的微波電路，選定的基函數應能夠有效地描述電路中電磁場的分布規律.假設：X-Y平面為電路橫截面所在平面，Z為傳播方向，電路在Dirac-δ函數激勵下在z=z0處的電場分布為Ei(x,y,z0,t)，{φmn(x,y)}為基函數族，用φmm(x,y)可將微波電路中t=t0,z=z0處的場表示為：
(6)
其中amn(z0,t0)為第(m,n)次基函數的係數，即幅度，這樣從參考面z=z0看入的微波電路可等效為一個基於基函數的等效時域多模電路.基函數的函數形式既可以是適用於一般電路的正交函數形式，也可以是特別適用於某類電路的特殊正交函數.一般說來，當電路幾何結構比較複雜，不易根據電路特性選取特殊的正交函數作為基函數時，可以選取矩形脈衝函數(取網格結點的值作為整個網格的平均值，故脈衝寬度為一個網格的寬度).但因脈衝函數描述的只是系統的局部信息，因此要達到足夠的精度，函數的展開項數較多.當正交函數可以有效表述電路的全局信息時，通常只需幾項或十幾項，就可以達到所需的精度.例如，對於均勻填充的矩形波導問題，如根據波導內的場的分布特性，把基函數選為{sin,cos}正交函數集，通常只需5項就可以滿足要求.相比較之下，至少需要60個脈衝即60個結點方可較準確地描述波導系統橫截面上的空間場分布.
基函數的正交性使得每一個基函數可以被視為一個獨立的埠，因此上述基於基函數的等效時域多模電路就可以進一步被視為一個多埠網絡.
2.等效多埠網絡特性的計算
衝擊函數的頻譜是無限寬的，因此不能直接使用FDTD算法求解系統的衝擊響應函數.FDTD-Diakoptics使用高斯脈衝調製波作為激勵，通過加窗Fourier變換技術，求得有限帶寬微波電路的衝擊響應函數.其中，高斯脈衝激勵的調製頻率為電路工作頻帶的中心頻率，脈衝寬度和脈衝時間採樣間隔取決於頻率解析度和帶寬.儘管激勵脈衝具有有限帶寬導致FDTD-Diakoptics求得的衝擊響應函數中包含了加窗帶來的影響(稱此時的衝擊響應函數為準衝擊響應函數)，但是只要滿足下述條件：使用FDTD-Diakoptics分析整個電路特性時，各個子電路使用具有相同頻譜特性的激勵脈衝，計入加窗對時域脈衝的展寬效應，最終得到的衝擊響應函數的頻域響應是足夠準確的.
五、FDTD-Diakoptics應用實例及討論
本文以一個波導帶通濾波器的特性分析為例說明該算法的應用.圖3為一個具有5個膜片的矩形波導帶通濾波器(WR34).按照本方法首先將該濾波器分為5個部分，使用FDTD對其進行計算，求出在所有連接參考面處(圖中虛線所示)的場分布.FDTD計算中，高斯脈衝調製函數為：f(t)=AmaxA(x,y)exp［-((t-t0)/T)2］.sin(2πf0t)，其中調製頻率f0為WR34-TE10模單模工作頻帶的中心頻率；A(x,y)為激勵幅度空間分布，Diakoptics算法中需計算所有可能存在的基函數單一激勵時的響應，所以A(x,y)依次選為每一個基函數.激勵函數幅度Amax取決於其沿傳播方向的衰減及計算精度，基本原則是達到不連續性處和觀察面處的場仍具有足夠大的幅度.T的取值要保證在激勵脈衝的頻譜上截止頻率點處的能量具有足夠小的值.本例中，WR34的單模工作頻帶為：fTE10=17.369GHz,fTE20=34.738GHz，f0=26.0535GHz,T=200(ps),t0=3T,Amax=10，基函數為φn(x)=sin，相應的係數an(z0,t)如圖4所示(由於文章篇幅原因，只給出一個結果).圖5為用本文方法得到的濾波器頻率特性，圖中可見該結果與FDTD結果吻合很好.
圖4 本文方法得到的圖3中第一個子電路反射波基函數的係數
圖5 圖3所示WR34波導濾波器的頻率特性
六、結
論
本文介紹了一種分析複雜微波電路的新方法：FDTD-Diakoptics方法，它可克服傳統的FDTD方法需要大內存、長計算時間的弊病，並可充分發揮FDTD可易於研究複雜幾何結構電路的優勢，經作者的若干分析設計實例證明，該方法不但比較靈活，且具有較高的精度，是一種比較有效的微波電路仿真分析方法.
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