隨著現代數字電子系統突破1 GHz的壁壘，PCB板級設計和IC封裝設計必須都要考慮到信號完整性和電氣性能問題。 凡是介入物理設計的人都可能會影響產品的性能。所有的設計師都應該了解設計如何影響信號完整性，至少能夠和信號完整性專業的工程師進行技術上的溝通。 當快速地得到粗略的結果比以後得到精確的結果更重要時，我們就使用經驗法則。
本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201807/384411.htm經驗法則只是一種大概的近似估算，它的設計目的是以最小的工作量，以知覺為基礎找到一個快速的答案。經驗法則是估算的出發點，它可以幫助我們區分5或50，而且它能幫助我們在設計的早期階段就對設計有較好的整體規劃。
下面是具有40年研究經驗的國際大師Eric Bogatin給出的100條估計信號完整性效應的經驗法則。
1、信號上升時間約是時鐘周期的10%，即1/10x1/Fclock。例如100MHZ 使中的上升時間大約是1NS.
2、理想方波的N 次諧波的振幅約是時鐘電壓副值的2/(N 派)倍。例如，1V時鐘信號的第一次諧波幅度約為0.6V，第三次諧波的幅度約是0.2V。
3、信號的帶寬和上升時間的關係為：BW=0.35/RT。例如，如果上升時間是1NS,
則帶寬是350MHZ。如果互連線的帶寬是3GHZ,則它可傳輸的最短上升時間約為0.1NS。
4、如果不知道上升時間，可以認為信號帶寬約是時鐘頻率的5 倍。
5、LC 電路的諧振頻率是5GHZ/sqrt(LC),L 的單位為NH,C 的單位為PF。
6、在400MHZ 內，軸向引腳電阻可以看作理想電阻;在2GHZ 內，SMT0603電阻可看作理想電阻。
7、軸向引腳電阻的ESL(引腳電阻)約為8NH,SMT 電阻的ESL 約是1.5NH。
8、直徑為1MIL 的近鍵合線的單位長度電阻約是1 歐姆/IN。
9、24AWG 線的直徑約是20MIL,電阻率約為25 毫歐姆/FT。
10、 1 盎司桶線條的方塊電阻率約是每方塊0.5 豪歐姆。
11、 在10MHZ 時，1 盎司銅線條就開始具有趨膚效應。
12、 直徑為1IN 球面的電容約是2PF。
13、 硬幣般大小的一對平行板，板間填充空氣時，他們間的電容約為1PF。
14、 當電容器量板間的距離與板子的寬度相當時，則邊緣產生的電容與平行板形成的產生的電容相等。例如，在估算線寬為10MIL、介質厚度為10MIL的微帶線的平行板電容時，其估算值為1PF/IN,但實際的電容約是上述的兩倍，也就是2PF/IN。
15、 如果問對材料特性一無所知，只知道它是有機絕緣體，則認為它的介電
常數約為4。
16、 1 片功率為1W 的晶片，去耦電容(F)可以提供電荷使電壓降小於小於
5%的時間(S)是C/2。
17、 在典型電路板鍾，當介質厚度為10MIL 時，電源和地平面間的耦合電容
是100PF/IN 平方，並且它與介質厚度成反比。
18、 如果50 歐姆微帶線的體介電常數為4，則它的有效介電常數為3。
19、 直徑為1MIL 的圓導線的局部電感約是25NH/IN 或1NH/MM。
20、 由10MIL 厚的線條做成直徑為1IN 的一個圓環線圈，它的大小相當於拇
指和食指圍在一起，其迴路電感約為85NH。
21、 直徑為1IN 的圓環的單位長度電感約是25NH/IN 或1NH/MM。例如，如
果封裝引線是環形線的一部分，且長為0.5IN,則它的電感約是12NH。
22、 當一對圓杆的中心距離小於它們各自長度的10%時，局部互感約是各自
的局部互感的50%。
23、 當一對圓杆中心距與它們的自身長度相當時，它們之間的局部互感比它
們各自的局部互感的10%還要少。
24、 SMT 電容(包括表面布線、過孔以及電容自身)的迴路電感大概為2NH,
要將此數值降至1NH 以下還需要許多工作。
25、 平面對上單位面積的迴路電感是33PHx 介質厚度(MIL)。
26、 過孔的直徑越大，它的擴散電感就越低。一個直徑為25MIL 過孔的擴散電感約為50PH。
27、 如果有一個出沙孔區域，當空閒面積佔到50%時，將會使平面對間的迴路電感增加25%。
28、 銅的趨膚深度與頻率的平方跟成反比。1GHZ 時，其為2UM。所以，10MHZ 時，銅的趨膚是20UM。
29、 在50 歐姆的1 盎司銅傳輸線中，當頻率約高於50MHZ 時，單位長度迴路電感為一常數。這說明在頻率高於50MHZ 時，特性阻抗時一常數。
30、 銅中電子的速度極慢，相當於螞蟻的速度，也就是1CM/S。
31、 信號在空氣中的速度約是12IN/NS。大多數聚合材料中的信號速度約為6IN/NS。
32、 大多數輾壓材料中，線延遲1/V 約是170PS/IN。
33、 信號的空間延伸等於上升時間X 速度，即RTx6IN/NS。
34、 傳輸線的特性阻抗與單位長度電容成反比。
35、 FR4 中，所有50 歐姆傳輸線的單位長度電容約為3.3PF/IN。
36、 FR4 中，所有50 歐姆傳輸線的單位長度電感約為8.3NH/IN。
37、 對於FR4 中的50 歐姆微帶線，其介質厚度約是線寬的一半。
38、 對於FR4 中的50 歐姆帶狀線，其平面間的間隔時信號線線寬的2 倍。
39、 在遠小於信號的返回時間之內，傳輸線的阻抗就是特性阻抗。例如，當驅動一段3IN 長的50 歐姆傳輸線時，所有上升時間短與1NS 的驅動源在沿線傳輸並發生上升跳變時間內感受到的就是50 歐姆恆定負載。
40、 一段傳輸線的總電容和時延的關係為C=TD/Z0。
41、 一段傳輸線的總迴路電感和時延的關係為L=TDxZ0。
42、 如果50 歐姆微帶線中的返迴路徑寬度與信號線寬相等，則其特性阻抗比返迴路徑無限寬時的特性阻抗高20%。
43、 如果50 歐姆微帶線中的返迴路徑寬度至少時信號線寬的3 倍，則其特性阻抗與返迴路徑無限寬時的特性阻抗的偏差小於1%。
44、 布線的厚度可以影響特性阻抗，厚度增加1MIL,阻抗就減少2 歐姆。
45、 微帶線定部的阻焊厚度會使特性阻抗減小，厚度增加1MIL,阻抗減少2歐姆。
46、 為了得到精確的集總電路近似，在每個上升時間的空間延伸裡至少需要有3.5 個LC 節。
47、 單節LC 模型的帶寬是0.1/TD。
48、 如果傳輸線時延比信號上升時間的20%短，就不需要對傳輸線進行端接。
49、 在50 歐姆系統中，5 歐姆的阻抗變化引起的反射係數是5%。
50、 保持所有的突變(IN)儘量短於上升時間(NS)的量值。
51、 遠端容性負載會增加信號的上升時間。10-90 上升時間約是(100xC)PS,其中C 的單位是PF。
52、 如果突變的電容小於0.004XRT,則可能不會產生問題。
53、 50 歐姆傳輸線中拐角的電容(Ff)是線寬(MIL)的2 倍。
54、 容性突變會使50%點的時延約增加0.5XZ0XC。
55、 如果突變的電感(NH)小於上升時間(NS)的10 倍，則不會產生問題。
56、 對上升時間少於1NS 的信號，迴路電感約為10NH 的軸向引腳電阻可能會產生較多的反射噪聲，這時可換成片式電阻。
57、 在50 歐姆系統中，需要用4PF 電容來補償10NH 的電感。
58、 1GHZ 時，1 盎司銅線的電阻約是其在DC 狀態下電阻的15 倍。
59、 1GHZ 時，8MIL 寬的線條的電阻產生的衰減與介質此材料產生的衰減相當，並且介質材料產生的衰減隨著頻率變化得更快。
60、 對於3MIL或更寬的線條而言，低損耗狀態全是發生在10MHZ頻率以上。在低損耗狀態時，特性阻抗以及信號速度與損耗和頻率無關。在常見的級互連中不存在由損耗引起的色散現象。
61、 -3DB 衰減相當於初始信號功率減小到50%，初始電壓幅度減小到70%。
62、 -20DB 衰減相當於初始信號功率減小到1%，初始電壓幅度減小到10%。
63、 當處於趨膚效應狀態時，信號路徑與返迴路徑的單位長度串聯約是(8/W)Xsqrt(f)(其中線寬W:MIL;頻率F:GHZ)。
64、 50 歐姆的傳輸線中，由導體產生的單位長度衰減約是36/(Wz0)DB/IN。
65、 FR4 的耗散因子約是0.02。
66、 1GHZ 時，FR4 中由介質材料產生的衰減約是0.1DB/IN，並隨頻率線性增加。
67、 對於FR4 中的8MIL 寬、50 歐姆傳輸線，在1GHZ 時，其導體損耗與介質材料損耗相等。
68、 受損耗因子的制約，FR4 互連線(其長是LEN)的帶寬約是30GHZ/LEN。
69、 FR4 互連線可以傳播的最短時間是10PS/INxLEN。
70、 如果互連線長度(IN)大於上升時間(NS)的50 倍，則FR4 介質板中由損耗引起的上升邊退化是不可忽視的。
71、 一對50 歐姆微帶傳輸線中，線間距與線寬相等時，信號線間的耦合電容約佔5%。
72、 一對50 歐姆微帶傳輸線中，線間距與線寬相等時，信號線間的耦合電感約佔15%。
73、 對於1NS 的上升時間，FR4 中近端噪聲的飽和長度是6IN,它與上升時間成比例。
74、 一跟線的負載電容是一個常數，與附近其他線條的接近程度無關。
75、 對於50 歐姆微帶線，線間距與線寬相等時，近端串擾約為5%。
76、 對於50 歐姆微帶線，線間距是線寬的2 倍時，近端串擾約為2%。
77、 對於50 歐姆微帶線，線間距是線寬的3 倍時，近端串擾約為1%。
78、 對於50 歐姆帶狀線，線間距與線寬相等時，近端串擾約為6%。
79、 對於50 歐姆帶狀線，線間距是線寬的2 倍時，近端串擾約為2%。
80、 對於50 歐姆帶狀線，線間距是線寬的3 倍時，近端串擾約為0.5%。
81、 一對50 歐姆微帶傳輸線中，間距與線寬相等時，遠端噪聲是4%Xtd/rt。如果線時延是1ns,上升時間時0.5ns，則遠端噪聲是8%。
82、 一對50 歐姆微帶傳輸線中，間距是線寬的2 倍時，遠端噪聲是2%Xtd/rt。如果線時延是1ns,上升時間時0.5ns，則遠端噪聲是4%。
83、 一對50歐姆微帶傳輸線中，間距是線寬的3 倍時，遠端噪聲是1.5%Xtd/rt。如果線時延是1ns,上升時間時0.5ns，則遠端噪聲是4%。
84、 帶狀線或者完全嵌入式微帶線上沒有遠端噪聲。
85、 在50 歐姆總線中，不管是帶狀線還是微帶線，要使最懷情況下的遠端噪聲低於5%，就必須保持線間距大於線寬的2 倍。
86、 在50 歐姆總線中，線間距離等於線寬時，受害線上75%的竄擾來源於受害線兩邊鄰近的那兩跟線。
87、 在50 歐姆總線中，線間距離等於線寬時，受害線上95%的竄擾來源於受害線兩邊距離最近的每邊各兩根線條。
88、 在50 歐姆總線中，線間距離是線寬的2 倍時，受害線上100%的竄擾來源於受害線兩邊鄰近的那兩根線條。這是忽略與總線中其他所有線條間的耦合。
89、 對於表面布線，加大相鄰信號線間的距離使之足以添加一個防護布線，串擾常常就會減小到一個可以接受的水平，而且這是沒必要增加防護布線。添加終端短接的防護布線可將串擾減小到50%。
90、 對於帶狀線，使用防護線可以使串擾減小到不用防護線時的10%。
91、 為了保持開關噪聲在可以接受的水平，必須時互感小於2.5nhx 上升時間(ns)。
92、 對於受開關噪聲限制的接插件或者封裝來說，最大可用的時鐘頻率是
250MHZ/(NxLm)。其中，Lm 是信號/返迴路徑對之間的互感(nh)，N 是同時開館的數量。
93、 在LVDS 信號中，共模信號分量是比差分信號分量達2 倍以上。
94、 如果之間沒有耦合，差分對的差分阻抗是其中任意一個單端線阻抗的2倍。
95、 一對50 歐姆微帶線，只要其中一跟線的電壓維持在高或低不變，則另一跟線的單端特性阻抗就與鄰近線的距離完全無關。
96、 在緊耦合差分微帶線中，與線寬等於線間距時的耦合相比，線條離得很遠而沒有耦合時，差分特性阻抗僅會降低10%左右。
97、 對於寬邊耦合差分對，線條間的距離應至少比線寬大，這麼做的目的是為了獲得可高達100 歐姆的查分阻抗。
98、 FCC的B級要求是，在100MHZ 時，3M遠處的遠場強度要小於150UV/M.
99、 鄰近的單端攻擊次線在強耦合差分對上產生的差分信號串擾比弱耦合差分對上的少30%。
100、 鄰近的單端攻擊次線在強耦合差分對上產生的共模信號串擾比弱耦合差分對上的多30%。
Eric Bogatin，於1976年獲麻省理工大學物理學士學位，並於1980年獲亞利桑那大學物理碩士和博士學位。目前是GigaTest實驗室的首席技術主管。多年來，他在信號完整性領域，包括基本原理、測量技術和分析工具等方面舉辦過許多短期課程，培訓過4000多工程師，在信號完整性、互連設計、封裝技術等領域已經發表了100多篇技術論文、專欄文章和專著。